Рабочая точка полевого транзистора как найти - Сайт, где вы сможете решить свои вопросы

Простейшие способы установки рабочей точки в схеме с общим истоком (ОИ)

Схемотехника –

Схемотехника и конструирование схем

Схемы включения с общим истоком (ОИ) полевого транзистора с управляющим переходом и МДП-транзистора с индуцированным каналом показаны на рис. 2-2.2. Статические характеристики такого включения для полевого транзистора с управляющим (p)-(n)-переходом даны на рис. 2-2.3, а на рис. 2-2.4, 2-2.5 представлены статические характеристики для МДП-транзисторов с индуцированным или встроенным каналом.

Рис. 2-2.2. Упрощенные схемы включения (n)-канальных полевых транзисторов с общим истоком

Рис. 2-2.3. Статические характеристики (n)-канального полевого транзистора с управляющим (p)-(n)-переходом в схеме с общим истоком:
(а) характеристики передачи, (б) выходные характеристики, (в) входная характеристика, (г) характеристики обратной связи

Рис. 2-2.4. Статические характеристики (n)-канального МДП-транзистора с индуцированным каналом в схеме с общим истоком:
(а) характеристики передачи, (б) выходные характеристики

Рис. 2-2.5. Статические характеристики (n)-канального МДП-транзистора со встроенным каналом в схеме с общим истоком:
(а) характеристики передачи, (б) выходные характеристики

При рассмотрении статических характеристик биполярных транзисторов мы пользовались системой т.н. гибридных или (H)-характеристик, эквивалентной системе (H)-параметров линейных четырехполюсников. Для полевых транзисторов более удобным оказалось применение системы (Y)-характеристик, в которой в качестве независимых переменных выступают входное и выходное напряжения, а в качестве определяемых функций — входной и выходной токи. На рис. 2-2.3 представлены все семейства статических характеристик полевого транзистора с управляющим (p)-(n)-переходом, однако на практике для анализа схем на полевых транзисторах обычно достаточно характеристик передачи и выходных характеристик, поэтому в дальнейшем мы не будем включать в рисунки входные характеристики и характеристики обратной связи (при желании читатель может сам отстроить их графики по двум представленным семействам).

Внимательное рассмотрение представленных на рис. 2-2.3, 2-2.4, 2-2.5 характеристик показывает следующее. В области насыщения ток стока ({I_С}_0), а соответственно и ток истока ({I_И}_0), слабо зависят от напряжения сток—исток ({U_{СИ}}_0) и сильно — от напряжения затвор—исток ({U_{ЗИ}}_0). Т.е., стабилизируя напряжение ({U_{ЗИ}}_0), можно поддерживать неизменное положение исходной рабочей точки всего каскада. Рассмотрим схему, представленную на рис. 2-2.6.

Рис. 2-2.6. Комбинированная схема задания исходной рабочей точки каскада на полевом транзисторе с управляющим (p)-(n)-переходом и каналом (n)-типа

Основным соотношением, на базе которого осуществляется анализ на постоянном токе для этой схемы является:

({U_{ЗИ}}_0 = {U_д}_0 – {U_R}_И = {U_д}_0 – {I_И}_0 R_И).

Сам анализ удобно провести графически на передаточной характеристике каскада (рис. 2-2.7).

Рис. 2-2.7. Графический анализ схемы с рис. 2-2.6

Приводимые на рис. 2-2.7 построения предполагают, что в истоковой цепи включен линейный резистор (R_И) с вольт-амперной характеристикой, изображаемой прямой 2, а на затвор транзистора с помощью делителя напряжения (R1), (R2) подан потенциал ({U_д}_0). Точка пересечения графика передаточной характеристики каскада (1) с вольт-амперной характеристикой резистора (R_И) (2) определяет положение исходной рабочей точки транзистора, т.е. значение тока ({I_С}_0 approx {I_И}_0), и разность потенциалов ({U_{ЗИ}}_0). В ряде случаев для расчета ({U_{ЗИ}}_0) и ({I_С}_0) можно пользоваться упрощенными формулами:

( I_С approx {I_С}_0(0) {left( 1 – cfrac{{U_{ЗИ}}_0}{{U_{ЗИ отс}}} right)}^2 );

( {U_{ЗИ}}_0 approx {U_{ЗИ отс}} left( 1 – sqrt{cfrac{{I_С}_0}{{I_С}_0(0)}} right) ),

где:

( {I_С}_0(0) ={I_С}_0 {huge |}_{{U_{ЗИ}}_0 = 0} )

({U_{ЗИ отс}}) — напряжение отсечки транзистора.

Параметры делителя напряжения выбираются так, чтобы ({I_д}_0 gg {I_З}_0).

При применении МДП-транзисторов схема цепей смещения остается неизменной (рис. 2-2.8). Изменяются лишь параметры элементов с учетом того, что полярность напряжения ({U_{ЗИ}}_0) в МДП-транзисторах может иметь противоположное направление по сравнению с полевыми транзисторами с управляющим переходом.

Рис. 2-2.8. Комбинированная схема задания исходной рабочей точки каскада на МДП-транзисторе с каналом (p)-типа

Существует еще одно более простое схемное решение, позволяющее задавать рабочую точку каскадов на полевых транзисторах. Это так называемая схема истокового автосмещения (рис. 2-2.9).

Рис. 2-2.9. Схема истокового автосмещения для полевого транзистора с управляющим (p)-(n)-переходом и каналом (n)-типа

В данной схеме делитель напряжения заменен одним резистором в цепи протекания тока затвора ({I_З}_0). Значение этого тока достаточно стабильно, ведь обратносмещенный управляющий (p)-(n)-переход транзистора работает как стабилизатор тока, т.е. ток ({I_З}_0) практически не зависит от возможных колебаний напряжения ({U_{ЗИ}}_0). Поскольку величина тока затвора ({I_З}_0) полевого транзистора очень мала, то значение сопротивления (R_З) можно выбирать достаточно высоким. Необходимо лишь следить за тем, чтобы напряжение на управляющем (p)-(n)-переходе ({U_{ЗИ}}_0) оставалось отрицательным. Это достигается, когда величина (R_З) не превышает величину входного сопротивления каскада (R_{вх}) (обычно (R_З le 1 МОм)).

Схема с истоковым автосмещением оказывается крайне чувствительной к любым внешним воздействиям, прикладываемым к затвору транзистора. Это обусловило ее широкое применение в первую очередь в каскадах предварительного усиления, где требуется повышенная чувствительность и низкое энергопотребление.

Использование схемы с высокоомным резистором в цепи протекания тока затвора возможно и с МДП-транзисторами (напомним, что для этих приборов постоянный ток затвора обусловлен фактически только паразитными утечками). Но здесь необходимо иметь в виду, что установка рабочей точки каскада вблизи значения ({U_{ЗИ}}_0 = 0) может оказаться неудачной для многих случаев использования МДП-транзисторов. Однако иногда для МДП-транзисторов со встроенным каналом именно ({U_{ЗИ}}_0 = 0) отвечает наилучшему режиму усиления.

В качестве примера использования обоих описанных выше схем смещения на рис. 2-2.10 представлен усилительный каскад на двухзатворном МДП-транзисторе.

Рис. 2-2.10. Высокочастотный усилительный каскад на двухзатворном МДП-транзисторе со встроенным каналом (n)-типа

< Предыдущая		Следующая >

Источник

Выбор
рабочей точки транзистора определяется
[1] максимальным выходным напряжением,
максимальной рассеиваемой мощностью,

максимальным
изменением тока стока, максимальным
коэффициентом усиления по напряжению,
наличием напряжений смещения, минимальным
коэффициентом шума. Для достижения
максимального выходного напряжения
следует прежде всего выбрать наибольшее
напряжение питания, значение которого
ограничивается допустимым напряжением
стока транзистора. Чтобы найти нагрузочное
сопротивление, при котором получается
максимальное неискаженное выходное
напряжение, определим последнее как
полуразность между напряжением источника
питания Е_п и
напряжением насыщения (равным напряжению
отсечки). Разделив это напряжение на
выбранное значение тока стока в рабочей
точке I_с,
получим оптимальное значение нагрузочного
сопротивления:

(2.20)

Минимальное
значение рассеиваемой мощности
достигается при минимальных напряжении
и токе стока. Этот параметр важен для
портативной аппаратуры, работающей от
батарейных источников питания. В тех
случаях, когда требование минимальной
рассеиваемой мощности имеет первостепенное
значение, необходимо использовать
транзисторы с низким напряжением отсечки
U_отс.
Ток стока можно уменьшить при помощи
изменения напряжения смещения на
затворе, но при этом необходимо иметь
в виду снижение крутизны, сопровождающее
уменьшение тока стока.

Минимальный
температурный дрейф тока стока для
некоторых транзисторов может быть
достигнут путем совмещения рабочей
точки с точкой на проходной характеристике
транзистора, имеющей нулевой температурный
коэффициент. При этом ради точной
компенсации приносится в жертву
взаимозаменяемость транзисторов.
Максимальный коэффициент усиления при
малых значениях нагрузочного сопротивления
достигается при работе транзистора в
точке с максимальной крутизной. У полевых
транзисторов с управляющим p-n-переходом
этот максимум имеет

место
при напряжении затвор – исток, равном
нулю. Минимум коэффициента шума
достигается установлением режима малых
напряжений на затворе и стоке.

2.5 Выбор полевого транзистора по напряжению отсечки

В
ряде случаев выбор ПТ по напряжению
отсечки оказывает решающее влияние на
работу схемы [3]. Транзисторы с низким
напряжением отсечки имеют ряд преимуществ
в схемах, где используются маломощные
источники питания и где требуется
большая температурная стабильность.

Рассмотрим,
что происходит, когда два полевых
транзистора, имеющих различные напряжения
отсечки, используются в схеме с общим
источником при одинаковом напряжении
питания и нулевом смещении на затворе.

Рисунок
2.3 Характеристика передачи ПТ.

Обозначим
U_отс1 –
напряжение отсечки транзистора ПТ1 и
U_отс2 –
напряжение отсечки транзистора ПТ2, при
этом U_отс1<U_отс1.
Если сопротивление нагрузки в обоих
случаях выбирается таким образом, что

U_c₁=U_c₂=U_c≥U_отс2

где
U_c₁ и
U_c₂ –
напряжения на стоках первого и второго
ПТ соответственно,

(2.21)

Введем
термин «показатель качества» [2]:

(2.22)

Значение
М можно уяснить из рисунке 2.3, на котором
представлена типичная характеристика
передачи полевого транзистора с каналом
p-типа.

Наклон
кривой при U_з.и=0
равен S_макс.
Если касательную в точке U_з.и=0
продолжить до пересечения с осью абсцисс,
то она отсечёт на этой оси отрезок
U_отс/M.
Это легко показать, исходя из (20):

(2.23)

Следовательно,
М есть мера нелинейности проходной
характеристики полевого транзистора.
В [2] показано, что при изготовлении
полевых транзисторов диффузионным
методом М
= 2.

Найдём
значение тока
I_c₀ по
выражению (2.21):

_(2.24)

Подставив
его значение в (2.23), получим:

(2.25)

Если
в формуле (2.1) положить R_i>>R_н,
то коэффициент усиления по напряжению
для схемы с общим истоком

(2.26)

Подставив
значение коэффициента усиления (2.26) в
выражение (2.25), получим:

(2.27)

Из
соотношения (2.27) можно сделать следующий
вывод: при заданном напряжении питания
коэффициент усиления каскада обратно
пропорционален напряжению отсечки
полевого транзистора. Так, для полевых
транзисторов, изготовленных методом
диффузии, М = 2 и при U_отс1 =
1,5 В (КП103Е), U_отс2=7
В (КП103М), напряжении питания 12,6 В и

U_c =
7 В коэффициенты усиления каскадов равны
соответственно 7,5 и 1,6. Коэффициент
усиления каскада с ПТ1 возрастает ещё
больше, если за счёт увеличения
сопротивления нагрузки R_н уменьшить
U_с до
1,6 В. Следует отметить, что в этом случае
при неизменном напряжении питания
Е_п транзистор
с малой крутизной может обеспечить
больший коэффициент усиления по
напряжению, чем транзистор с большей
крутизной (за счёт большего сопротивления
нагрузки).

В
случае малого сопротивления нагрузки
R_н
желательно
использовать полевые транзисторы с
большим напряжением отсечки для получения
большего коэффициента усиления (за счёт
увеличения S).

У
транзисторов с низким напряжением
отсечки изменение тока стока от
температуры много меньше, чем у
транзисторов с большим напряжением
отсечки, и поэтому требования к
стабилизации рабочей точки ниже. При
смещениях на затворе, задающих нулевой
температурный коэффициент изменения
тока стока, у транзисторов с меньшим
напряжением отсечки ток стока выше, чем
у транзистора с более высоким напряжением
отсечки. Кроме того, поскольку напряжение
смещения на затворе (при нулевом
температурном коэффициенте) у второго
транзистора больше, то транзистор будет
работать в режиме, при котором сильнее
сказывается нелинейность его характеристик
[3].

При
заданном напряжении питания полевые
транзисторы с низким напряжением отсечки
позволяют получить больший динамический
диапазон. Например, из двух транзисторов,
имеющих напряжение отсечки 0,8 и 5 В при
напряжении питания 15 В и максимальном
сопротивлении нагрузки, рассчитываемом
из соотношения (2.20), на выходе первого
можно получить удвоенную амплитуду
выходного сигнала (определяемую как
разницу между Е_п и
U_отс),
равную 14,2 В, в то время как во втором –
лишь 10 В. Различие в усилении будет еще
более наглядным, если Е_п уменьшить.
Так, если напряжение питания снизить
до 5 В, то удвоенная амплитуда выходного
напряжения первого транзистора будет
составлять 4,2 В, второй же транзистор
использовать для этих целей практически
невозможно [3].

Соседние файлы в предмете [НЕСОРТИРОВАННОЕ]

Источник

Содержание

Расчет статического режима
55. Схемы задания рабочего режима для полевых транзисторов
56. Усилители. Параметры и характеристики усилителей.

Расчет статического режима

Одно из преимуществ полевого транзистора – очень малый ток утечки затвора, величина которого не превышает нескольких пикоампер (10 -12 A). Поэтому в схеме усилителя па рис. 26.5 затвор находится практически при нулевом потенциале. Ток полевого транзистора протекает от стока к истоку и обычно отождествляется с током стока I _D (который, очевидно, равен току истока I _S ).

Рассмотрим схему на рис. 26.5. Полагая I _D = 0,2 мА, вычисляем потенциал истока: V _S = 0,2 мА · 5 кОм = 1 В. Это величина напряжения обратного смещения управляющего pn-перехода.

Падение напряжения на резисторе R ₂ = 0,2 мА · 30 кОм = 6 В.

Потенциал стока V _D = 15 – 6 = 9 В.

Линия нагрузки

Линию нагрузки можно начертить точно так же, как для биполярного транзистора. На рис. 26.6 показана линия нагрузки для схемы па же. 26.5.

Если I _D = 0, то V _DS = V _DD = 15 В. Это точка Х на линии нагрузки.

Если V _DS = 0, то почти все напряжение V _DD источника питания падает на резисторе R ₂ . Следовательно, I _D = V _DD / R ₂ = 15 В / 30 кОм = 0,5 мА. Это точка Y на линии нагрузки. Рабочая точка Q выбирается таким образом, чтобы транзистор работал в области отсечки.

Выбранная рабочая точка Q (точка покоя) на рис. 26.6 определяется величинами: I _D = 0,2 мА, V _GS = — 1 В, V _DS = 9 В.

МОП-транзистор

В полевом транзисторе этого типа роль затвора играет металлический электрод, электрически изолированный от полупроводника тонкой пленкой диэлектрика, в данном случае оксида. Отсюда и название транзистора «МОП» — сокращение от «металл-оксид-полупроводник».

Канал п-типа в МОП-транзисторе формируется за счет притяжения электронов из подложки р-типа диэлектрическим слоем затвора (рис . 26.7). Ширину канала можно изменять, подавая на затвор электрический потенциал. Подача положительного (относительно подложки)

Рис. 26.6. Линия нагрузки усилителя на полевом транзисторе (рис. 26.5).

Рис. 26.7. Поперечное сечение МОП-транзистора.

потенциала приводит к расширению канала п-типа и увеличению тока через этот канал, подача отрицательного потенциала вызывает сужение канала и уменьшение тока. Для МОП-транзистора с каналом р-типа ситуация изменяется на обратную.

Существует два типа МОП-транзисторов: транзисторы, работающие в режиме обогащения, и транзисторы, работающие в режиме обеднения. Транзистор, работающий в режиме обогащения, находится в состоянии отсечки тока (нормально выключен), когда напряжение смещения V _GS = 0.

Рис. 26.8. Выходные характеристики МОП-транзистора с каналом п-типа, работающего в режиме обогащения, и условное обозначение этого транзистора.

Рис. 26.9. Выходные характеристики МОП-транзистора с каналом n-типа, работающего в режиме обеднения, и условное обозначение этого транзистора.

Протекание тока начинается только при подаче напряжения смещения на затвор. Выходные характеристики п-канального МОП-транзистора с каналом п-типа, работающего в режиме обогащения, и его условное обозначение показаны на рис. 26.8.

МОП-транзистор, работающий в режиме обеднения, проводит ток, когда напряжение смещения на затворе отсутствует (нормально включен). Для МОП-транзистора с каналом n-типа ток стока увеличивается при подаче на затвор положительного напряжения и уменьшается при подаче отрицательного напряжения (рис. 26.9).

Условное обозначение МОП-транзистора с каналом р-типа показано на рис. 26.10. Заметим, что прерывающаяся жирная линия указывает на МОП-транзистор, работающий в режиме обогащения (нормально выключен).

Рис. 26.10. Условное обозначение МОП-транзистора с каналом р-типа.

Рис. 26.11. Усилитель на МОП-транзисторе с каналом р-типа, работающий в режиме обеднения.

Сплошная линия используется для обозначения МОП-транзистора, работающего в режиме обеднения (нормально включен). Вывод подложки обозначается буквой «Ь», обычно он соединяется с выводом истока. На рис. 26.11 схема типичного усилителя с общим истоком на МОП-транзисторе с каналом р-типа, работающего в режиме обеднения. Используется источник питания с отрицательным напряжением. Положительное напряжение смещения между затвором и истоком V _GS создается обычным образом с помощью резистора R ₃ в цепи истока.

В этом видео рассказывается о типах полевых транзисторов:

Типы полевых транзисторов

Источник

55. Схемы задания рабочего режима для полевых транзисторов

В зависимости от того, какой из электродов полевого транзистора в усилительной схеме является общим для входной и выходной цепей, используются схемы: с общим затвором (ОЗ), с общим истоком (ОИ) и общим стоком (ОС). Наиболее распространенной является схема с ОИ, аналогичная схеме включения биполярного транзистора с ОЭ (смотреть рисунок 3.9). Схема с общим стоком (истоковый повторитель) аналогична эмиттерному повторителю (смотреть рисунок 4.1).

На практике питание схем осуществляется от одного общего источника напряжения. При подаче питания на полевые транзисторы с управляющим p–n переходом, для которых стоковое напряжение и напряжение на затворе должны быть разного знака, необходимое напряжение на затворе может быть создано с помощью цепочки автоматического смещения R_иC_и, включенной в цепь истока (рис. 4.14).

Полевые транзисторы с индуцированным каналом, у которых стоковое напряжение и напряжение на затворе имеют одинаковую полярность, смещение на затвор подается обычно с помощью делителя напряжений R₁ и R₃(рис. 4.15).

56. Усилители. Параметры и характеристики усилителей.

Усилителем называется устройство, предназначенное для увеличения мощности входного сигнала. Процесс усиления основан на преобразовании активным элементом (биполярным, полевым транзистором) энергии источника постоянного напряжения в энергию переменного напряжения на нагрузке при изменении сопротивления активного элемента под действием входного сигнала.

Усилители сигналов являются базовыми устройствами для построения сложных аналоговых электронных устройств. В зависимости от того, какой электрод транзистора является общим для входной и выходной цепей, разли-чают три схемы включения для биполярных (БТ) и полевых транзисторов (ПТ) соответственно: с общей базой или общим затвором (ОБ или ОЗ); с общим эмиттером или общим истоком (ОЭ или ОИ); общим коллектором или общим стоком (ОК или ОС).

коэффициент усиления по напряжению К_u = U_вых/U_вх;

коэффициент усиления по мощности К_р = Р_вых/Р_вх.

Для многокаскадных усилителей коэффициент усиления определяется произведением коэффициентов усиления отдельных каскадов, выраженных в абсолютных единицах:

(раз) или суммой коэффициентов усиления, выраженных в децибелах:

Входное сопротивление усилителя представляет собой сопротивление между входными зажимами усилителя и определяется отношением входного напряжения ко входному току Z_вх = U_вх/I_вх. Характер входного сопротивления зависит от диапазона усиливаемых частот.

Выходное сопротивление определяют между выходными зажимами при отключенном сопротивлении нагрузки Z_вых = U_вых/I_вых.

Коэффициент демпфирования – отношение сопротивления нагрузки к выходному сопротивлению усилителя К_д = R_н/R_вых. Значение этого параметра лежит в пределах от 10 до 100.

КПД – отношение выходной мощности, отдаваемой усилителем в нагрузку, к общей мощности, потребляемой от источника питания .Чувствительность – напряжение, которое нужно подать на вход усилителя, чтобы получить на выходе заданную мощность.

Динамический диапазон – отношение наибольшего допустимого значе-ния входного напряжения к его наименьшему допустимому значению

Диапазон усиливаемых частот (полоса пропускания) – разность между верхней и нижней граничными частотами Δf = f_в – f_н, в которой коэффициент уси-ления изменяется по определенному закону с заданной точностью.

Линейные искажения определяются зависимостями параметров транзисторов от частоты и реактивными элементами усилительных устройств. Линейные искажения бывают трех видов: частотные, фазовые и переходные.

57. Линейные и нелинейные искажения усилителей.

Кроме получения необходимого коэффициента усиления сигнала необходимо, чтобы усилитель не изменял его формы. Отклонение формы выходного сигнала от формы входного принято называть искажениями. Искажения бывают двух видов: нелинейные и линейные.

Источником нелинейных искажений является нелинейность вольт-амперных характеристик элементов усилителя. При подаче па вход усилителя напряжения синусоидальной формы из-за нелинейности входной и выходной характеристики транзистора форма входного и выходного токов может отличаться от синусоидальной из-за появления составляющих высших гармоник. Это относится как к синусоидальному входному напряжению, так и ко входному сигналу любой другой формы. Уровень нелинейных искажений характеризуется коэффициентом нелинейных искажений (клир-фактор) усилителя, выраженным в процентах

где P2, P3, Pn – мощности, выделяемые в нагрузке под воздействием 2-й, 3-й, n-й гармонических составляющих напряжения (U2, U3, Un); P1 – мощность в нагрузке, обусловленная основной гармонической составляющей напряжения U1.

При оценке нелинейных искажений в большинстве случаев учитывают только вторую и третью гармоники, поскольку более высокие гармоники имеют малую мощность. Для многокаскадного усилителя общий коэффициент нелинейных искажений принимается равным сумме коэффициентов нелинейных искажений отдельных каскадов

Нелинейные искажения зависят от амплитуды входного сигнала и не свя- заны с его частотой. Для уменьшения искажения формы выходного сигнала входной сигнал должен иметь малую амплитуду. В связи с этим в многокас- кадных усилителях нелинейные искажения в основном возникают в предоко- нечных и выходных каскадах, на входе которых действуют сигналы большой амплитуды.

Линейные искажения определяются зависимостями параметров транзи-сторов от частоты и реактивными элементами усилительных устройств. Линейные искажения бывают трех видов: частотные, фазовые и переходные.

Частотные искажения связаны с несовпадением реальных и идеальных характеристик в рабочем диапазоне частот. Эти искажения зависят лишь от частоты усиливаемого сигнала.

Зависимость коэффициента усиления от частоты входного сигнала К=F(f) принято называть амплитудно-частотной (частотной) характеристикой (АЧХ) рис. 10.5,а.

Идеальная АЧХ параллельна оси частот. Реально, гармонические составляющие входного сигнала усиливаются усилителем неодинаково, поскольку реактивные сопротивления элементов схемы по-разному зависят от частоты. Типичным для АЧХ является наличие так называемой области средних частот, в которой Кпочти не зависит от частоты и обозначается К₀ В диапазоне низких и высоких частот амплитудно-частотная характеристика спадает, имея неравномерность усиления. Частоты усиления, на которых коэффициент усиления уменьшается в 2^1/2 раз или на 3 дБ по сравнению со средней частотой, называют граничными частотами: нижняя f_Ни верхняя f_Вразность частот f_В— f_Н =∆f называют полосой пропускания.

Частотные искажения в усилителе всегда сопровождаются наличием сдвига фаз между входным и выходным сигналами, что вызывает появление фазовых искажений. Под фазовыми искажениями подразумевают сдвиги 250 фаз, вызванные реактивными элементами усилителя, а поворот фазы усилительным каскадом не учитывается. Фазовые искажения усилителя оцениваются его фазочастотной характеристикой ϕ=F(f). График фазочастотной характеристики представляет собой зависимость угла сдвига фазы между входным и выходным напряжениями усилителя от частоты (рис. 10.5,б). Фазовые искажения в усилителе отсутствуют, когда фазовый сдвиг линейно зависит от частоты. Идеальной фазочастотной характеристикой является прямая линия, начинающаяся в начале координат (рис. 10.5,б пунктирная линия). На практике амплитудно-частотную и фазочастотную характеристики удобнее строить в логарифмическом масштабе по оси частот. Это удобно тем, что растягивается область нижних и сжимается область верхних частот.

Переходная характеристика выражает зависимость от времени выходного напряжения усилителя, на вход которого подан мгновенный скачок напряжения (рис. 10.7).

Эта характеристика определяет процесс перехода усилителя из одного состояния в другое. Скачкообразное изменение входного напряжения позволяет выяснить реакцию усилителя на это воздействие сразу в двух режимах: переходном и стационарном. Характер переходного процесса в усилителе во многом зависит от наличия реактивных элементов L, C, которые препятствуют мгновенному изменению тока в индуктивности и напряжения на емкости. Напряжение на выходе не может измениться скачкообразно при подаче на вход импульса.

Время, в течение которого фронт нормированной переходной характеристики нарастает от уровня 0,1 до уровня 0,9, называется временем нарастания tнар. Превышение мгновенного значения напряжения над установившимся называют выбросом δ и выражают в процентах. Существует так называемое критическое значение выброса, при котором δ не зависит от числа каскадов усилителя. Неравномерность вершины нормированной переходной характеристики обозначается через Δ, измеряется как и выброс в процентах от стационарного значения и не должна превышать 10 % для усилителей высоко- качественного воспроизведения.

Источник

Простейшие способы установки рабочей точки в схеме с общим истоком (ОИ)

Рис. 2-2.2. Упрощенные схемы включения (n)-канальных полевых транзисторов с общим истоком

Внимательное рассмотрение представленных на рис. 2-2.3, 2-2.4, 2-2.5 характеристик показывает следующее. В области насыщения ток стока (_0), а соответственно и ток истока (_0), слабо зависят от напряжения сток—исток (>_0) и сильно — от напряжения затвор—исток (>_0). Т.е., стабилизируя напряжение (>_0), можно поддерживать неизменное положение исходной рабочей точки всего каскада. Рассмотрим схему, представленную на рис. 2-2.6.

Основным соотношением, на базе которого осуществляется анализ на постоянном токе для этой схемы является:

Сам анализ удобно провести графически на передаточной характеристике каскада (рис. 2-2.7).

Рис. 2-2.7. Графический анализ схемы с рис. 2-2.6

Приводимые на рис. 2-2.7 построения предполагают, что в истоковой цепи включен линейный резистор (R_И) с вольт-амперной характеристикой, изображаемой прямой 2, а на затвор транзистора с помощью делителя напряжения (R1), (R2) подан потенциал (_0). Точка пересечения графика передаточной характеристики каскада (1) с вольт-амперной характеристикой резистора (R_И) (2) определяет положение исходной рабочей точки транзистора, т.е. значение тока (_0 approx _0), и разность потенциалов (>_0). В ряде случаев для расчета (>_0) и (_0) можно пользоваться упрощенными формулами:

(>) — напряжение отсечки транзистора.

Параметры делителя напряжения выбираются так, чтобы (_0 gg _0).

При применении МДП-транзисторов схема цепей смещения остается неизменной (рис. 2-2.8). Изменяются лишь параметры элементов с учетом того, что полярность напряжения (>_0) в МДП-транзисторах может иметь противоположное направление по сравнению с полевыми транзисторами с управляющим переходом.

В данной схеме делитель напряжения заменен одним резистором в цепи протекания тока затвора (_0). Значение этого тока достаточно стабильно, ведь обратносмещенный управляющий (p)-(n)-переход транзистора работает как стабилизатор тока, т.е. ток (_0) практически не зависит от возможных колебаний напряжения (>_0). Поскольку величина тока затвора (_0) полевого транзистора очень мала, то значение сопротивления (R_З) можно выбирать достаточно высоким. Необходимо лишь следить за тем, чтобы напряжение на управляющем (p)-(n)-переходе (>_0) оставалось отрицательным. Это достигается, когда величина (R_З) не превышает величину входного сопротивления каскада (R_<вх>) (обычно (R_З le 1 МОм)).

Использование схемы с высокоомным резистором в цепи протекания тока затвора возможно и с МДП-транзисторами (напомним, что для этих приборов постоянный ток затвора обусловлен фактически только паразитными утечками). Но здесь необходимо иметь в виду, что установка рабочей точки каскада вблизи значения (>_0 = 0) может оказаться неудачной для многих случаев использования МДП-транзисторов. Однако иногда для МДП-транзисторов со встроенным каналом именно (>_0 = 0) отвечает наилучшему режиму усиления.

Источник

Полевой транзистор. Расчёт усилительных каскадов на n–канальных и
р–канальных полевых транзисторах.

Как просто рассчитать режимы работы и номиналы элементов схем на полевых транзисторах в различных схемах включения: c общим истоком (ОИ), общим стоком (ОС, он же истоковый повторитель) и общим затвором (ОЗ).

Полевой (униполярный) транзистор – это полупроводниковый прибор, принцип действия которого основан на управлении сопротивлением токопроводящего канала (сток–исток) посредством электрического поля, создаваемого приложенным к управляющему электроду (затвору) напряжением.

Исток (source) – это электрод, из которого в канал входят (истекают) носители заряда, т. е. источник носителей тока;
Сток (drain) – это электрод, через который из канала выходят (стекают) носители заряда;
Затвор (gate) – это управляющий электрод, который регулирует поперечное сечения канала и, соответственно, ток, протекающий через канал. Управление происходит посредством изменения напряжения между затвором и истоком (Uзи, Vgs).

Несмотря на крайне богатую терминологию различных типов полевых транзисторов, в большинстве практически встречающихся случаев мы имеем дело: либо с полевыми транзисторами со встроенным p-n переходом обеднённого типа (JFET-транзисторы), либо с полевыми МОП-транзисторами с изолированным затвором (они же MOSFET-ы в основном обогащённого типа), полное название которых звучит, как Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors.
И тот и другой типы полевиков могут быть любого знака полярности, т. е. как n-канальными, так и р-канальными.

Независимо от типов полевых транзисторов, они имеют схожие графики зависимости выходного тока от напряжения затвор‑исток, измеряемые при фиксированном значении напряжения стока.
Пример подобных вольт-амперных характеристик приведён на рисунке ниже.

Рис.1 ВАХ обеднённых JFET (1) и обогащённых MOSFET (2) полевых транзисторов n-типа.
Для p-канальных транзисторов — полярности напряжений смещения, подаваемых на электроды, а также направление тока стока противоположны.

Как можно увидеть, вольт-амперные характеристики обеднённых (1) и обогащённых (2) и полевых транзисторов отличаются только сдвигом напряжения отсечки затвор-исток. При этом n — канальный МОП‑транзистор обогащённого типа не проводит ток до тех пор, пока напряжение Uзи не достигнет некоторого положительного уровня Uотс, в то время как ток стока транзистора обеднённого типа при напряжении Uзи = 0 будет близок к максимальному.

Полевые транзисторы с р‑n ‑переходом – это всегда приборы обеднённого типа и смещение затвора относительно истока должно находиться в отрицательной области (для n — канального ПТ), а если и заходить в положительную, то не более чем на +0,5В во избежание открывания диодного перехода затвор‑канал.

Давайте рассмотрим, как можно рассчитать режимы работы полевика по постоянному току. Для примера возьмём распространённый транзистор 2SK117, широко используемый в каскадах усиления звукового диапазона частот. Приведём две его статических характеристики из datasheet-а и до кучи схему усилительного каскада с общим истоком.

Рис.2 Статическая характеристика транзистора 2SK117 и схема каскада с общим истоком

Что нам советуют делать при расчёте усилительных каскадов на ПТ практически все умные книжки?
Построить на семействе выходных вольт-амперных характеристик транзистора динамическую линию, также называемую нагрузочной прямой. Далее по пересечению этой нагрузочной линии с одним и графиков семейства выходных характеристик найти исходную рабочую точку, которая определяет ток стока и напряжение Uси в режиме покоя. И только после этого переходить к стоково-затворной характеристике ПТ, чтобы определить необходимую величину Uзи.

Конечно, ни один опытный схемотехник этого делать не будет! А делать он будет следующее:

1. Для начала надо определиться с током покоя транзистора Ic. Критериев выбора величины этого тока может быть множество, как с точки зрения достижений необходимой нагрузочной способности, так и других факторов, таких как: быстродействие, шумовые характеристики, энергопотребление, стабильность параметров и т. д. и т. п.
Поскольку 2SK117 является малошумящим полупроводником, а параметр шумовых характеристик в datasheet-е нормируется при токе стока Id=0.5 mA, то и мы для расчёта выберем этот ток равным I_с = 0,5мА .

2. Мысленно проводим на графике зависимости тока стока от напряжения затвор-исток красную линию (Рис.2 слева), пересекающую mA. Величина напряжения затвор-исток, исходя из графика, получается U_зи ≈ -0,23В .

3. Поскольку крутизна передаточной характеристики полевого транзистора S = ΔI_c/ΔU_зи является величиной непостоянной, и существенно зависящей от тока покоя стока, то в datasheet-ах на современные транзисторы она либо отсутствует, либо не имеет большого практического смысла.
Давайте оценим её значение по всё тому же графику. Изменение напряжения Uзи в интервале — (0,3 . 0,1) В приводит к росту стока 0,25. 1,3 мА, что даёт нам ориентировочное значение параметра крутизны при заданном токе S ≈ (1,3-0,25)/(0,3-0,1) = 5,25 мА/В .

4. Всё. Теперь можно вспомнить закон Ома и переходить к расчётам.
R_и = U_зи/I_c = 0,23/0,5 = 0,46 кОм .

Падение напряжения на резисторе Rc имеет смысл выбрать таким, чтобы напряжение стока в режиме покоя находилось в центре линейной области выходной характеристики транзистора. Это требование выполняется при условии U_c = (E_п + U_и)/2 .
Если, для примера, напряжение питания выбрать равным 12В, то U_c = (12 + 0,23)/2 = 6,1 В , а
R_c = (E_п — U_с)/I_с = (12 — 6,1)/0,5 ≈ 12 кОм .

Расчёт по постоянному току окончен. Для того, чтобы рассчитать коэффициент передачи каскада ОИ с резистором в истоке (при отсутствии шунтирующего конденсатора), необходимо воспользоваться следующей редкой формулой:
К_u = R_c*S/(1 +R_и*S) .
Подставив все цифры, получим значение К_u = 18,2 .

А теперь давайте проверим полученные расчёты в симуляторе.

Глядя на показания измерительных приборов, убеждаемся, что Uc (5,45В) и Ic (0,545мА) находятся в приемлемом диапазоне по отношению к расчётным значениям.

На диаграммах осциллографа синим цветом указана входная осциллограмма сигнала, имеющего амплитуду 100 мВ, а красным — выходного с амплитудой около 1,8 В, что выдаёт нам в сухом остатке Кu = 18, что так же полностью совпадает с расчётной величиной.

Рис.3

Для увеличения усиления каскада с общим истоком (Рис.2 справа) резистор Rи можно зашунтировать конденсатором Си и резистором Rи1. Тогда в формулу для расчёта Ku вместо значения Rи следует подставлять величину, равную Rи ll Rи1.
Если резистор Rи1 имеет нулевое значение, то формула для расчёта коэффициента усиления каскада приобретает совсем простой вид: К_u = R_c*S .
А ёмкость шунтирующего конденсатора Си (исходя из минимальной (нижней) усиливаемой частоты) можно рассчитать по формуле:
С_и(МкФ) > 1600/[F_мин(Гц)*R_и(кОм)] .

Точно таким же образом рассчитываются режимы по постоянному току и номиналы резисторов для схем с общим затвором (Рис.4б) и с общим стоком, в миру — истоковым повторителем (Рис.4в).

Рис.4 Схемы каскадов на полевых транзисторах ОИ, ОЗ, ОС и ОС со смещением

В случае использования ПТ с низким значением модуля Uотс — напряжение на истоке транзистора в каскаде с ОС (истоковый повторитель) может оказаться слишком мало для достижения необходимых динамических характеристик. В таком случае на затвор транзистора подают напряжение смещения Eсм, а номинал резистора Rи рассчитывают по формуле R_и = (Е_см — U_зи)/I_c .

Все расчёты, проведённые выше, были проделаны для наиболее распространённых в маломощных аналоговых цепях полевых транзисторов со встроенным p-n переходом обеднённого типа (JFET-транзисторы).
На самом же деле, все приведённые формулы и принципы расчёта справедливы и по отношению к МОП-транзисторам с изолированным затвором обогащённого типа (MOSFET-ы). Однако если всё ещё остались какие-либо вопросы, то на следующей странице проведём подобные манипуляции и для них.

Источник

Простейшие способы установки рабочей точки в схеме с общим истоком (ОИ)

2.5 Выбор полевого транзистора по напряжению отсечки

Расчет статического режима

55. Схемы задания рабочего режима для полевых транзисторов

56. Усилители. Параметры и характеристики усилителей.

Простейшие способы установки рабочей точки в схеме с общим истоком (ОИ)

Полевой транзистор. Расчёт усилительных каскадов на n–канальных и р–канальных полевых транзисторах.

Вам также может понравиться

Как найти потерянный телефон по коду телефона

Как найти трек посылки если потерял его

Как найти арты по непопулярному персонажу

Добавить комментарий Отменить ответ

Полевой транзистор. Расчёт усилительных каскадов на n–канальных и
р–канальных полевых транзисторах.